摘要 提出了一种串联谐振直流环节变流器的新型拓扑结构，在取消直流大电感的同时可以有效地降低原基本电路中开关器件的电压电流应力。介绍了电路的工作原理，分析比较了两种电路中的器件应力，并给出了实验波形。
关键词：谐振变流器 零电流开关 器件应力
Series Resonant DC Link Converter with Le Current Stre
Liang Hui Jin Xinmin Hao Rongtai
(Northern Jiaotong University 100044 China)
A tract A new topology of series resonant DC link power converter is proposed in this paper, it not only removed DC inductance, but also has le stre compared with the basic circuit. The principle of operation and comparison of current and voltage stre es between the two circuits are also derived with some experimental results in the end.
Keywords：Resonant converter Zero-current-switching Device stre
1 引言
软开关谐振型变流器以其开关损耗小、开关频率高等优点日益受到广泛关注，但它也存在开关器件电压电流应力高的缺点。本文研究的串联谐振直流环节变流器，采用电流谐振方式为开关器件提供零电流开关条件，在已发表的有关文献中多以图1所示电路为基础［1，2］。由于此类电路的优点之一是可以采用晶闸管作为开关器件以提高变流器容量，因此本文在说明电路工作原理时均以晶闸管为代表。图1所示基本电路的主要缺点在于谐振电流峰值过高，虽有一些改进电路可以限制电流峰值［3］，但都是以降低开关频率及控制精度为代价的，而开关器件电压应力高的问题仍然没有解决。
为此，本文在文献［4］中提出的无直流电感的串联谐振直流环节变流器的基础上，经过进一步研究改进，又提出了一种新型拓扑结构，如图2所示。该电路仍然采用L0C0串联谐振环节为器件提供零电流开关条件。与图1电路相比，它不仅取消了原滤波用的直流大电感Ld，使系统体积小、重量轻，同时可以有效减小谐振电流峰值以降低器件的电流应力，并使逆变器开关的电压应力降至最小。文中介绍了新型电路的工作原理，分析比较了开关器件的电压电流应力，并给出了实验波形。
图1 串联谐振直流环节变流器基本电路
Fig.1 Basic circuit of series resonant DC link converter
图2 低电流应力的串联谐振变流器
Fig.2 New type of series resonant DC link converter with low current stre
2 电路工作原理
在图2所示电路中采用两只附加开关VT1、VT2对谐振环节中的交变电流iS进行整流，使逆变器输入电流iinv为单一方向的连续脉冲列。按照谐振元件充放电的方向不同，可将电路的工作状态分为三种模式，如图3所示。
图3 三种工作模式
(a) 模式1 (b)模式2 (c)模式3
Fig.3 Three operating modes
模式1：在同步信号上升沿时，同时触发整流器上半桥中某一开关VTh1及附加开关VT2，逆变器上下半桥也各有一只开关同时被触发导通，L0C0产生谐振，电流回路如图3a中实线所示，iS为正，C0放电，vC0下降。当iS谐振到零时，各开关自然关断。
模式2：在同步信号下降沿时，同时触发VT1及整流器下半桥开关VTh2，以及逆变器中某两开关，L0C0谐振方向相反，iS为负，C0充电，vC0上升。各开关也在谐振电流过零时自然关断。
模式3：如图3c所示，电源通过内阻RI向输入电容CI充电，对于三相对称电源，各相电容电压近似等于该相输入电压。同时输出电容CL向负载提供能量，对于三相平衡负载，各输出电容电压近似等于该相负载电压。
在上述三种工作模式中，模式1与模式2在统一同步信号作用下交替工作，即谐振电流iS正负交变以使谐振电容不断充放电。因为电源输入电流及负载电流连续，电路工作的任何时刻模式3总存在，因此模式1工作时模式3同时也在工作，电容CI及CL中的电流由模式1产生的高频电流与模式3产生的低频电流叠加而成，模式2亦同理。在模式1、2转换时，为保证开关器件可靠关断，加入一定的死区时间，此时各开关均不导通，电路仅工作于模式3。图4为电路中主要工作波形，本电路的控制方法及元器件参数选择与文献［4］中相类似，本文不再重复。
图4 电路工作波形
Fig.4 Operating waveforms
3 开关器件电压电流应力比较
3.1 电流应力比较
在LC串联谐振回路中，为维持电容电压在一定范围内，谐振电流应正负交替变化。而在电流型逆变器中，由于开关器件的单向导电性，要求逆变器输入电流为单一方向以减少元器件数目。为此，图1所示串联谐振直流环节变流器基本电路中采用直流电感为谐振电流提供直流偏置分量，而本文提出的电路中采用VT1、VT2与整流器开关共同完成对谐振电流的整流作用，二者都可在逆变器输入端得到单一方向的电流脉冲列。为比较两种电路中开关器件承受的电流应力，假设二者的逆变器平均输入电流相等，则电流脉冲峰值越高，器件的电流应力越大。本文分别从以下三个方面进行比较：
(1)电流脉冲的峰值与平均值之比决定于其形状。在电流谐振型电路中，理想脉冲应近似为梯形，因其既可以维持零电流开关条件，又最大限度地降低了电流脉冲的峰值。对图1所示基本电路的详细分析见文献［2］，本文仅给出其逆变器输入电流iS及开关器件端电压vSW的波形图(见图5)以及有关的表达式
其中Vth为触发导通的门坎电压，其取值由各电路参数决定，Vth太小则不能维持谐振，Vth太大则电流峰值太高。Id为直流电感中的电流，也即iS的电流平均值，而iS的峰值ISmax为
（2）
ISmax与Vth取值有关，一般有ISmax≈2.5Id。因电流脉冲形状不规则，电流峰值与平均值之比较高。
图5 基本电路电压电流波形
Fig.5 Typical waveforms of the basic circuit
图2所示电路中逆变器输入电流iinv为规则的正弦半波脉冲，如图4e所示
（3）
式中 VS——谐振初始电压
Imax——电流峰值
为便于比较，假设iinv的电流平均值也为Id，则有
由以上分析可知，在平均值相等的情况下，图2电路中的峰值电流及开关器件的电流应力与基本电路相比明显降低。
(2)电流脉冲的峰值与平均值之比还取决于脉冲占空比。当脉冲宽度一定时，占空比越大，即死区时间越小，电流峰值越低。理想情况下死区时间应为零，但由于开关器件存在一定的关断时间tq，因此在图2电路中的最小死区时间为tq。而对于图1所示基本电路，从图5b器件端电压波形可以看出，开关器件在关断后承受反电压的时间Δt1应大于tq，并且由于谐振过程中存在损耗，电压衰减使V1＜Vth，由几何关系得到Δt2＞Δt1，因此基本电路中总死区时间Δt1+Δt2大于2tq。即使在采用高速开关器件(即tq≈0)时，基本电路中仍然存在一定的死区时间Δt2=C0Vth/Id。因此，本文提出的电路中电流脉冲的死区时间明显小于基本电路。
(3)开关器件的电流应力还与异常电流脉冲有关。由于负载换相引起谐振回路中电压跳变，使谐振电流中出现高于一般电流峰值的异常电流脉冲。在基本电路中，电压跳变的最大值等于输出线电压Vout的峰值，因此异常电流脉冲峰值为
在实际电路中，异常电流脉冲的峰值有时高达正常值的两倍以上［5］，即
I′Smax=2ISmax≈5Id(7)
在图2电路中，虽然也存在负载换相及电压跳变，但是通过整流桥开关的控制，可以减小电压跳变幅度，使异常电流脉冲峰值限制在2Id以内。
通过以上三方面的分析可以看出，本文提出的新型串联谐振变流器与基本电路相比，电流脉冲的峰值及开关器件的电流应力显著降低。另外，由于开关器件的电流额定值通常定义为通过电流的平均值或有效值，而不是最大值，又因为开关器件都能承受一定的浪涌电流，因此在本文电路中开关电流的最大值虽然为2Id，但其平均值仍为Id，与同等输出容量下非谐振型变流器相同。当开关器件的浪涌能力大于两倍时，其电流容量可以按Id选择，因而可以采用与非谐振型变流器相同电流等级的开关器件，克服了以往电流谐振型变流器由于电流应力大而需提高器件电流等级的缺点。
3.2 电压应力比较
由文献［2］及图5b端电压波形可知，在基本电路中，当端电压达到门坎电压Vth时该开关才能导通，而另一桥臂上的开关器件端电压则等于Vth加上两相之间的线电压Vout，所以逆变器开关器件的最大电压应力为
在无直流电感的谐振型电路中，各开关器件关断时所承受的电压应力与电路结构、输入输出电压、开关器件结电容等多种因素有关，很难进行定量分析。但通过仿真和实验研究发现，在图2所示电路结构中，逆变器开关在导通结束后关断电压约为零。图4f所示即为某一逆变器开关的端电压波形vsw，该开关本身导通时，端电压等于导通压降，关断时(对应iinv=0)端电压约为零，而其他开关导通时，该开关端电压等于两相之间的线电压。因此，本电路中逆变器开关的最大电压应力等于输出线电压的峰值2Vout，明显小于基本电路，并且与非谐振型电流源逆变器中的开关器件电压应力相等。但是整流器开关上的电压应力仍然较大，有待于进一步研究改进。
通过以上分析可知，本文提出的电路与图1电路相比，虽然增加了两个开关器件，使系统复杂性增加(导通损耗不变，因谐振回路中仍为四只开关同时导通)，但它一方面取消了直流大电感，一方面有效降低了开关器件的电压电流应力，以至于可以采用与非谐振型逆变器同等容量的开关器件，因此仍然具有一定的优越性。
4 实验结果
为验证上述电路的基本原理，在计算机仿真的基础上进行了小功率实验，系统构成如图6所示。实验所用开关器件采用MOSFET串联快恢复二极管，因为MOSFET器件的关断时间短，且不需要复杂的驱动电路。主要电路参数为L0=165μH，C0=0.245μF，逆变器开关频率finv=40kHz，整流器及附加开关的开关频率fs=20kHz。
图7图8为实验波形，其中图7(上)为逆变器输入电流iinv，图7(下)为某一逆变器开关的端电压vsw，可以看出，在其导通结束后，关断电压约为零，而在另一开关导通时，其端电压为输出线电压。逆变器中其他开关的端电压也具有相同特性。图8(下)为该开关端电压vsw在一个输出周期中的波形，图8(上)为与其对应的某一输出线电压vab，可见逆变器开关的最大电压应力等于输出线电压的峰值。
图6 系统构成
Fig.6 Block diagram of the system
图7 输入电流iinv与端电压vsw实验波形
Fig.7 Experimental waveforms of iinv and vsw
图8 输出线电压vab与端电压vsw实验波形
Fig.8 Experimental waveforms of vab and vsw
5 结论
本文提出了串联谐振直流环节变流器的新型拓扑结构，采用两只附加开关，与整流器开关共同完成对谐振环节交变电流的整流作用，使逆变器输入电流为单一方向的连续脉冲列。与基本电路相比，该电路虽然增加了元器件数目，但它在损耗不变的前提下，一方面取消了基本电路中的直流大电感，使系统的体积、重量大大减小，成本降低，另一方面有效降低了电路中所有元器件的电流应力以及逆变器开关的电压应力，并且可以采用与非谐振型变流器同等容量的开关器件作为其逆变器开关，而不需提高器件的电压电流等级，克服了普通谐振逆变器的缺点。实验结果表明，该电路能正常稳定工作，输出波形理想，具有一定的实用性。
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